スイッチング電源における高周波磁気部品のよくある設計ミス8つ
1) 磁気コア最適化設計の窓を埋める
多くの電源設計者は、高周波磁気部品の設計では、コアウィンドウを埋めることで最適な設計が得られると考えていますが、そうではありません。多くの高周波トランスやインダクタの設計では、1層以上の巻線を追加したり、線径の大きいエナメル線を使用したりしても、最適な効果が得られないだけでなく、巻線の近接効果により巻線全体の損失が増加することがわかります。
したがって、高周波磁気部品の設計では、巻線が鉄心の窓を完全に覆わなくても、窓面積の 25% だけを覆っても問題ありません。窓面積全体を埋めようとする必要はありません。
この誤解は主に電力周波数磁気部品の設計に影響されます。電力周波数変圧器の設計では、コアと巻線の完全性が重視されるため、コアと巻線の間に隙間がなく、巻線は一般的にウィンドウ全体を埋めるように設計され、機械的安定性が確保されます。ただし、高周波磁気部品の設計にはこの要件はありません。
2) 「鉄損=銅損」に最適化された変圧器設計
多くの電源設計者、さらには多くの磁気部品設計の参考書でも、高周波トランスの最適設計の基準の 1 つとして「鉄損=銅損」を挙げていますが、これは正しくありません。高周波トランスの設計では、鉄損と銅損の差は大きく、時にはその差が 1 桁に達することもあります。しかし、これは高周波トランスが適切に設計されていないことを意味するものではありません。
この誤解は、電力周波数変圧器の設計にも影響を及ぼします。電力周波数変圧器は、巻線数が多いため、大きな面積を占めることが多いため、熱安定性と熱均一性の観点から、「鉄損=銅損」という経験的な設計規則が得られます。
しかし、高周波トランスの場合、この経験則は当てはまりません。スイッチング電源の高周波トランスの設計では、最適な設計を決定する要素が多数ありますが、「鉄損=銅損」は実際には最も考慮されていない側面です。
3) 漏れインダクタンス=1% の磁化インダクタンス
多くの電源設計者は、磁気部品を設計した後、トランスメーカーに関連技術要件を提出する際に、漏れインダクタンスの要件を説明することがよくあります。多くの技術シートには、「漏れインダクタンス=1% の磁化インダクタンス」や「漏れインダクタンス < 2% の磁化インダクタンス」などの類似の技術要件が記載されています。実際、このような書き方や設計基準は非常に非専門的です。
電源設計者は、回路の通常の動作要件に応じて、許容できる漏れインダクタンスに数値制限を設定する必要があります。トランスの製造プロセスでは、漏れインダクタンスと磁化インダクタンスの比例関係を技術要件として与えるのではなく、トランスの他のパラメータ（ターン間容量など）を低下させることなく、漏れインダクタンスを可能な限り低減する必要があります。
漏れインダクタンスと磁化インダクタンスの関係は、変圧器のエアギャップの有無によって大きく異なります。エアギャップがない場合、漏れインダクタンスは磁化インダクタンスの 0.1% 未満になる可能性がありますが、エアギャップがある場合は、変圧器の巻線が密接に結合されていても、漏れインダクタンスと磁化インダクタンスの比例関係は 10% に達する可能性があります。
したがって、漏れインダクタンスと磁化インダクタンスの比例関係は、変圧器の設計指標として磁気部品メーカーに提供すべきではありません。そうしないと、漏れに関する知識を理解していないか、実際の漏れ値を本当に気にしていないことが示されます。正しい方法は、許容できる漏れインダクタンスの絶対値を指定することです。もちろん、一定の比率を加算または減算することができ、この比率の典型的な値は20％です。
4) 漏れインダクタンスは磁気コアの透磁率に関係します。
電源設計者の中には、巻線に磁気コアを追加すると、巻線がより密接に結合され、巻線間の漏れインダクタンスが減少すると考える人もいます。また、電源設計者の中には、巻線に磁気コアを追加すると、磁気コアが巻線間の磁場と結合し、漏れインダクタンスが増加すると考える人もいます。
実際、スイッチング電源の設計では、2つの同軸巻線トランスの漏れインダクタンスは、磁気コアの存在とは関係ありません。この結果は理解できないかもしれませんが、比透磁率が数千の材料は、コイルに近い場合、漏れインダクタンスにほとんど影響を与えません。
数百個の変圧器を測定した結果、漏れインダクタンスの変化は、磁気コアの有無にかかわらず基本的に 10% 以下であり、多くの変化はわずか 2% 程度であることがわかりました。
5) 変圧器巻線の電流密度の最適値は2A/mm～3.1A/mmです。
多くの電源設計者は、高周波磁気部品を設計する際に、巻線内の電流密度を最適設計の基準とみなすことがよくあります。
実際、最適な設計は巻線の電流密度とは関係なく、巻線にどれだけの損失があるか、また、許容範囲内の温度上昇を保証するのに十分な放熱対策が施されているかどうかが重要です。
スイッチング電源の放熱対策には、2 つの極端なケースが考えられます。放熱にそれぞれ液浸と真空が使用される場合、巻線内の対応する電流密度はまったく異なります。
実際のスイッチング電源の開発では、電流密度は気にせず、ワイヤパッケージがどれだけ熱くなるかだけを気にします。温度上昇は許容できるのでしょうか?
この誤った概念は、設計者が退屈な試行錯誤の繰り返しを避けるために変数の数を単純化し、計算プロセスを単純化するというものですが、この単純化では適用条件が説明されません。
6）、一次巻線損失=二次巻線損失 "最適化された変圧器設計。
多くの電源設計者は、トランスの一次巻線損失が二次巻線損失に等しいことがトランスの最適化設計に相当すると考えています。多くの磁気部品の設計書でも、これが最適設計の標準とみなされています。実際には、これは最適設計の標準ではありません。
変圧器の鉄損と銅損は似たような値になる場合もありますが、一次巻線損失と二次巻線損失に大きな差がある場合はあまり問題になりません。
高周波磁気部品の設計において、私たちが懸念しているのは、使用される放熱モードでの巻線の温度がどの程度になるかということであることを再度強調する必要があります。一次巻線損失=二次巻線損失は、電力周波数変圧器の設計における経験則にすぎません。
7) 巻き径が浸透深さより小さい場合、高周波損失は非常に小さくなります。
巻線径が浸透深さより小さいからといって、大きな高周波損失がないというわけではありません。トランス巻線に層が多い場合、線径が浸透深さよりはるかに細い場合でも、近接効果が強くなり、大きな高周波損失が発生する可能性があります。
したがって、巻線損失を考える場合、エナメル線の太さから損失を判断するだけでなく、巻線モード、巻線層、巻線厚さなど、巻線構造全体の配置を総合的に考慮する必要があります。
8) 順方向回路における変圧器の開放共振周波数は、スイッチング周波数よりもはるかに高くなければなりません。
多くの電源設計者は、トランスの設計とテストを行う際に、トランスの開放共振周波数はコンバータのスイッチング周波数よりもはるかに高くなければならないと考えています。実際には、トランスの開放共振周波数はスイッチング周波数とは何の関係もありません。
限界ケースを想像してみましょう。理想的な磁気コアの場合、インダクタンスは無限大ですが、ターン間の静電容量も比較的小さくなり、共振周波数はほぼゼロになり、スイッチング周波数よりもはるかに小さくなります。
実際に回路に関係するのは、トランスの短絡共振周波数です。一般に、トランスの短絡共振周波数は、スイッチング周波数の 2 桁以上である必要があります。
