6 つの電源設計スキルを教えます

6 つの電源設計スキルを教えます

01 フライバック電源のフェライト磁気アンプ

両方の出力に実電力があるデュアル出力フライバック電源 (5V 2A および 12V 3A、両方とも ± 5% で安定化) の場合、電圧が 12V に達するとゼロ負荷状態になり、5% 制限内で調整できません。 リニアレギュレータは実行可能なソリューションですが、コストが高く効率が低下するため、まだ理想的ではありません。

私たちが提案する解決策は、12V 出力で磁気アンプを使用することです。フライバック トポロジーでも使用できます。 コストを削減するには、フェライト磁気アンプの使用をお勧めします。 ただし、フェライト磁気アンプの制御回路は、従来の長方形のヒステリシスループ材料（高透磁率材料）とは異なります。 フェライトの制御回路 (D1 および Q1) は電流をシンクして出力の電力を維持します。 この回路は徹底的にテストされています。 トランス巻線は 5V および 13V 出力用に設計されています。 この回路は、12V 出力の±5% のレギュレーションを達成しながら、サブ-1W の入力電力 (5V 300mW および 12V ゼロ負荷) を達成することもできます。

02 既存のアーククローバー回路を使用して過電流保護を提供します

5V 2A および 12V 3A フライバック電源を検討してください。 この電源の重要な仕様の 1 つは、12V 出力が無負荷または非常に軽い負荷に達したときの 5V 出力の過電力保護 (OPP) です。 どちらの出力も±5%の電圧レギュレーション要件を満たしています。

一般的なソリューションでは、センス抵抗を使用すると相互調整性能が低下し、ヒューズは高価になります。 ただし、過電圧保護 (OVP) 用のクローバー回路が利用できるようになりました。 この回路は、OPP と電圧調整の両方の要件を満たすことができ、部分的なアーク クローバー回路を使用することで実現できます。

R1 と VR1 は 12V 出力にアクティブなプリロードを形成し、12V 出力の負荷が軽い場合に 12V レギュレーションを可能にします。 5V 出力が過負荷状態になると、5V 出力の電圧が低下します。 ダミーロードには多くの電流が流れます。 R1 の両端の電圧降下を使用して、この大電流を検出できます。 Q1 がオンになり、OPP 回路がトリガーされます。

03 アクティブシャントレギュレータとプリロード

フライバックは現在、電源電圧 AC から低電圧 DC へのスイッチング電源製品の分野で最も一般的なトポロジです。 この主な理由は、トランスの二次側に巻線を追加するだけで複数の出力電圧を提供できるという独自の費用対効果にあります。

通常、フィードバックは最も厳しい出力許容差要件を持つ出力から得られます。 この出力は、他のすべての二次巻線のボルト当たりの巻数を定義します。 漏れインダクタンスの影響により、特に他の出力が完全に負荷されているために特定の出力が無負荷または非常に軽負荷である場合、出力は常に所望の出力電圧クロスレギュレーションを達成できるとは限りません。

このような条件下での出力電圧の上昇を防ぐために、ポストレギュレータまたはダミー負荷を使用できます。 しかし、ポストレギュレータやダミー負荷はコストの増加と効率の低下により、特に近年、多くの民生用アプリケーションにおける無負荷および/またはスタンバイ入力電力消費にとって、十分な魅力を持っていません。 規制要件がますます厳しくなる状況下では、この設計は無視され始めました。 図 3 に示すアクティブ シャントレギュレータは、電圧レギュレーションの問題を解決するだけでなく、コストと効率への影響も最小限に抑えます。

回路は次のように動作します。両方の出力がレギュレーション状態にある場合、抵抗分圧器 R14 と R13 がトランジスタ Q5 にバイアスをかけ、Q4 と Q1 をオフに保ちます。 これらの動作条件下では、Q5 を流れる電流は 5V 出力の小さなプリロードとして機能します。

5V 出力と 3.3V 出力の標準差は 1.7V です。 5V 出力からの負荷電流の増加が等しくなく、負荷が 3.3V 出力からの追加電流を必要とする場合、出力電圧は 3.3V 出力と比較して増加します。 電圧差が約 100 mV を超えると、Q5 はオフにバイアスされ、Q4 と Q1 がオンになり、5V 出力から 3.3V 出力に電流が流れるようになります。 この電流により 5V 出力の電圧が降下し、2 つの出力間の電圧差が減少します。

Q1 の電流量は、2 つの出力の電圧の差によって決まります。 したがって、この回路は、3.3V 出力が完全に負荷され、5V 出力が無負荷であるという最悪のシナリオでも、負荷に関係なく両方の出力を安定化した状態に保つことができます。 各トランジスタの VBE 温度変化が互いに打ち消し合うため、設計内の Q5 と Q4 は温度補償を提供します。 ダイオード D8 および D9 は必須ではありませんが、Q1 での電力消費を低減するために使用できるため、設計にヒートシンクを追加する必要がなくなります。

この回路は 2 つの電圧間の相対的な差にのみ応答し、最大負荷状態および軽負荷状態ではほとんど非アクティブになります。 シャントレギュレータは 5V 出力から 3.3V 出力に接続されているため、この回路は接地されたシャントレギュレータと比較して有効電力消費を 66% 削減できます。 その結果、全負荷では効率が高く、軽負荷から無負荷までは消費電力が低くなります。

04 StackFETを使用した高電圧入力スイッチング電源

三相 AC で動作する産業用機器には、多くの場合、アナログおよびデジタル回路に安定化された低電圧 DC を供給できる補助電源段が必要です。 このようなアプリケーションの例には、産業用ドライブ、UPS システム、エネルギー メーターなどがあります。

このタイプの電源の仕様は、標準の既製スイッチに必要な仕様よりもはるかに厳密です。 これらのアプリケーションでは入力電圧が高いだけでなく、産業環境での三相アプリケーション向けに設計された機器は、ディップタイムの延長、電力サージ、1 つ以上の相の時折の損失など、非常に幅広い変動にも耐える必要があります。 また、これらの補助電源の指定入力電圧範囲は、57 VAC ～ 580 VAC まで広くなります。

このような広範囲のスイッチング電源の設計は、主に高電圧 MOSFET のコストの高さと従来の PWM 制御ループのダイナミック レンジの制限により、困難になる場合があります。 StackFET テクノロジーにより、安価な 600V 定格の低電圧 MOSFET と Power Integrations の統合電源コントローラの組み合わせが可能になり、広い入力電圧範囲で動作可能なスイッチング電源のシンプルかつ安価な設計が可能になります。

回路は次のように動作します。 回路の入力における電流は、三相 3 線式または 4 線式システム、さらには単相システムから供給されます。 三相整流器はダイオード D1-D8 で構成されます。 抵抗 R1-R4 は突入電流を制限します。 ヒューズ抵抗を使用すると、別個のヒューズを必要とせずに、障害時にこれらの抵抗を安全に切断できます。 pi フィルタは、整流された DC 電圧をフィルタリングするための C5、C6、C7、C8、および L1 で構成されます。

抵抗 R13 と R15 は、入力フィルタ コンデンサ間の電圧のバランスを取るために使用されます。 内蔵スイッチ (U1) 内の MOSFET がオンになると、Q1 のソースが Low に引き下げられ、R6、R7、および R8 がゲート電流を供給し、VR1 から VR3 までの接合容量によって Q1 がオンになります。 ツェナー ダイオード VR4 は、Q1 に印加されるゲート ソース間電圧を制限するために使用されます。 U1 の MOSFET がオフの場合、U1 の最大ドレイン電圧は VR1、VR2、VR3 で構成される 450 V クランプ ネットワークによってクランプされます。 これにより、U1 のドレイン電圧が約 450 V に制限されます。

Q1 に接続された巻線の端に追加の電圧があれば、Q1 に印加されます。 この設計は、整流された入力 DC 電圧の合計とフライバック電圧を Q1 と U1 の間で効率的に分配します。 抵抗 R9 はスイッチング中の高周波発振を制限するために使用され、クランプ ネットワーク VR5、D9、および R10 はフライバック期間中の漏れインダクタンスによる一次側のピーク電圧を制限するために使用されます。

出力整流は D1 によって提供されます。 C2 は出力フィルターです。 L2 と C3 は二次フィルタを形成し、出力のスイッチング リップルを低減します。

出力電圧がフォトカプラ ダイオードと VR6 の合計電圧降下を超えると、VR6 がオンになります。 出力電圧が変化すると、U2 のフォトカプラ ダイオードを流れる電流が変化し、それによって U2B のトランジスタを流れる電流も変化します。 この電流が U1 の FB ピン閾値電流を超えると、次のサイクルが禁止されます。 出力レギュレーションは、イネーブルおよびディセーブルのサイクル数を制御することによって実現できます。 スイッチング サイクルがオンになると、電流が U1 の内部電流制限まで上昇するとサイクルは終了します。 R11 は、過渡負荷時にフォトカプラを流れる電流を制限し、フィードバック ループのゲインを調整するために使用されます。 抵抗 R12 はツェナー ダイオード VR6 をバイアスするために使用されます。

IC U1 (LNK 304) には、フィードバック信号の損失、出力の短絡、過負荷から回路を保護する機能が組み込まれています。 U1 は DRAIN ピンから直接電力を供給されるため、トランスに追加のバイアス巻線は必要ありません。 C4 は内部電源デカップリングを提供するために使用されます。

05 整流ダイオードを適切に選択すると、AC/DC コンバータの EMI フィルタ回路を簡素化し、コストを削減できます

この回路により、AC/DC コンバータの EMI フィルタ回路が簡素化され、コストが削減されます。 AC/DC 電源を EMI 準拠にするには、X コンデンサや Y コンデンサなどの多数の EMI フィルタ コンポーネントを使用する必要があります。 AC/DC 電源の標準入力回路には、入力電圧 (通常 50-60 Hz) を整流するブリッジ整流器が含まれています。 これは低周波 AC 入力電圧であるため、1N400X シリーズのダイオードなどの標準的なダイオードを使用できます。これは、これらのダイオードが最も安価であるためでもあります。

これらのフィルタ デバイスは、電源によって生成される EMI を低減し、公表されている EMI 制限に準拠するために使用されます。 ただし、EMI の記録に使用される測定は 150 kHz でのみ開始され、AC ライン電圧周波数は 50 または 60 Hz にすぎないため、ブリッジ整流器で使用される標準ダイオード (図 5-1 を参照) の逆回復時間は次のようになります。比較的遅い。 長く、通常は EMI の発生に直接関係しません。

しかし、過去の入力フィルタ回路には、低周波入力電圧の整流によって生じる高周波波形を抑制するために、ブリッジ整流器と並列にコンデンサが含まれることがありました。

ブリッジ整流器にファストリカバリダイオードが使用されている場合、これらのコンデンサは必要ありません。 これらのダイオードの両端の電圧が反転し始めると、非常に迅速に回復します (図 5-2 を参照)。 これにより、後続の高周波ターンオフ スナップと EMI が低減され、AC 入力ラインの浮遊線の誘導励起が低減されます。 半サイクルごとに 2 つのダイオードが導通できるため、4 つのダイオードのうち 2 つだけが高速リカバリ タイプである必要があります。 同様に、各半サイクルを導通する 2 つのダイオードのうち 1 つだけが高速回復特性を持つ必要があります。

入力電圧と電流の波形は、逆回復の終わりにダイオードがスナップすることを示しています。

06 ソフトスタートを使用して低コスト出力を無効にし、電流スパイクを抑制する

厳しいスタンバイ電力仕様を満たすために、一部の複数出力電源装置は、スタンバイ信号がアクティブなときに出力を切断するように設計されています。

通常、これは直列バイパスバイポーラトランジスタ (BJT) または MOSFET をオフにすることによって実現されます。 トランジスタ間の余分な電圧降下を考慮して電源トランスが設計されている場合、低電流出力の場合、BJT が MOSFET に代わる適切で低コストの代替品となります。