ハードウェア専門家のスイッチング電源設計の経験
スイッチング電源は、絶縁型と非絶縁型の 2 つの形式に分けられます。 ここでは主に絶縁型スイッチング電源のトポロジについて説明します。 以下では、特に指定がない限り、それらはすべて絶縁電源を指します。 さまざまな構造形式に応じて、絶縁電源はフォワードとフライバックの 2 つのカテゴリに分類できます。 フライバックとは、変圧器の一次側がオンになると二次側がオフになり、変圧器がエネルギーを蓄積することを意味します。 一次側が遮断されると、二次側がオンになり、負荷の動作状態にエネルギーが放出されます。 一般に、従来のフライバック電源は単管が多く、二重管は一般的ではありません。 順方向型とは、トランスの一次側がオンになると、二次側が対応する電圧を誘起して負荷に出力し、エネルギーがトランスを介して直接伝達される方式です。 仕様によれば、単管フォワードと二重管フォワードを含む従来のフォワードに分けることができます。 ハーフブリッジ回路とブリッジ回路はどちらも順方向回路です。
フォワード回路とフライバック回路にはそれぞれ特徴があり、回路設計時にコストパフォーマンスに優れたものとなるよう柔軟に使い分けることができます。 一般に、フライバック タイプは低電力の場合に使用できます。 少し大きなものでは単管フォワード回路、中出力のものでは二重管フォワード回路やハーフブリッジ回路、低電圧ではプッシュプル回路が使えるのは同じです。半橋。 大出力の場合はブリッジ回路が一般的ですが、低電圧の場合はプッシュプル回路も使用できます。
フライバック電源は構造が簡単なため、インダクタンスがトランスと同程度に抑えられ、中小規模の電源に広く使用されています。 一部の紹介では、フライバック電源の電力は数十ワットまでしか到達できず、出力電力が 100 ワットを超えてもメリットがなく、実現は困難であると記載されています。 一般的にはそうなると思いますが、一概には言えません。 PI社のTOPチップは300ワットに達します。 フライバック電源は数千ワットに達するという紹介記事もありますが、実物は見たことがありません。 出力電力は出力電圧レベルに関係します。
フライバック電源トランスの漏れインダクタンスは非常に重要なパラメータです。 フライバック電源ではトランスにエネルギーを蓄える必要があるため、トランスの鉄心を最大限に活用するには磁気回路にエアギャップが必要となるのが一般的です。 目的は、鉄心のヒステリシスを変更することです。ループの傾斜により、鉄心が飽和非線形状態になることなく、変圧器が大きなパルス電流の影響に耐えることができます。 磁気回路内の空隙は高磁気抵抗状態にあり、磁気回路内の磁束漏れは完全に閉じた磁気回路よりもはるかに大きくなります。 。
変圧器の一次極間の結合も、漏れインダクタンスを決定する重要な要素です。 1次極コイルをできるだけ近づけるにはサンドイッチ巻線法を使用できますが、これによりトランスの分布容量が増加します。 漏れインダクタンスを小さくするために、できるだけウィンドウの長い鉄心を選択してください。 たとえば、EE、EF、EER、および PQ タイプの磁気コアを使用した場合の効果は、EI タイプの磁気コアよりも優れています。
フライバック電源のデューティ サイクルに関しては、原則として、フライバック電源の最大デューティ サイクルは {{0}}.5 未満である必要があります。そうしないと、ループの補償が難しく、不安定になる可能性があります。ただし、アメリカの PI 社が発売した TOP シリーズ チップなど、いくつかの例外はありますが、デューティ サイクルが 0.5 より大きい条件下でも動作します。 デューティ サイクルは、変圧器の一次側と二次側の巻数比によって決まります。 フライバックを行う場合の私の意見は、まず反射電圧（出力電圧がトランスの結合を介して一次側の電圧値に反映される）を決定し、ある電圧範囲内で反射電圧が増加することです。 動作デューティサイクルが増加し、スイッチング管の損失が減少します。 反射電圧が減少すると、動作デューティサイクルが減少し、スイッチング管の損失が増加します。 もちろん、これにも前提条件があります。 デューティサイクルが増加すると、出力ダイオードの導通時間が短縮されることを意味します。 出力の安定性を維持するために、出力コンデンサの放電電流によって保証される頻度が増加し、出力コンデンサの高周波耐性が高まります。 リップル電流は電流を流して加熱しますが、これは多くの条件下では許されません。 デューティ サイクルを増やし、トランスの巻数比を変更すると、トランスの漏れインダクタンスが増加し、全体的な性能が変化します。 漏れインダクタンスのエネルギーがある程度大きい場合、スイッチ管の大きなデューティによる低損失を十分に相殺することができます。 デューティサイクルを増やすことに意味はなく、漏れインダクタンスの高い逆ピーク電圧によりスイッチ管が故障する可能性さえあります。 漏れインダクタンスが大きいため、出力リップルやその他の電磁式インジケータが劣化する可能性があります。 デューティサイクルが小さい場合、スイッチ管電流の実効値が高く、トランスの一次電流の実効値が大きいため、コンバータの効率が低下しますが、出力コンデンサの動作条件を改善できます。そして発熱を抑えます。
変圧器の反射電圧 (つまり、デューティ サイクル) を決定する方法
一部のネチズンは、スイッチング電源のフィードバックループのパラメータ設定と動作状況の分析について言及しました。 学生時代は高度な数学が苦手だったので、「自動制御原理」の追試験を受けるところだった。 私はまだこのテーマが怖くて、今のところ閉ループシステムの伝達関数を完全に書くことができません。 システムのゼロとポールの概念について感じます。 それは非常に曖昧で、ボード線図を見ても発散しているのか収束しているのかは大まかにしかわかりません。そのため、フィードバック補償についてはあえてくだらない話はしませんが、いくつか提案があります。 ある程度の数学的スキルとある程度の勉強時間があれば、大学の教科書「自動制御原理」を探して注意深く理解し、実際のスイッチング電源回路と組み合わせて、動作状況に応じて解析することができます。 必ず得るものがあるはずです。 フォーラムに「Apprenticeship and Learning Feedback Loop Design and Adjustment」という投稿があり、CMGが非常に丁寧に回答しており、参考になると思います。
今日はフライバック電源のデューティサイクルについて話します（デューティサイクルと一致する反射電圧に注目します）。 デューティ サイクルは、選択したスイッチ管の耐電圧にも関係します。 初期のフライバック電源の中には、比較的耐圧の低いスイッチを使用するものがあります。 AC220V入力電源用のスイッチング管として600Vや650Vなどの真空管は当時の製造工程に関係しているのかもしれません。 高耐圧管は製造が容易ではありませんが、低耐圧管はこの線のように伝導損失とスイッチング特性がより合理的です。スイッチング管を安全な範囲で動作させるには、反射電圧が高すぎてはなりません。 、吸収回路によって失われる電力もかなりのものです。 実践により、600V 管の反射電圧は 100V を超えてはならず、650V 管の反射電圧は 120V を超えてはいけないことが証明されています。 漏れインダクタンスのピーク電圧値が 50V にクランプされている場合でも、真空管には 50V の動作マージンがあります。 現在、MOS管の製造プロセスレベルの向上により、一般的なフライバック電源には700Vや750V、さらには800-900Vのスイッチング管が採用されています。 この種の回路と同様に、過電圧耐性が強化された一部のスイッチングトランスの反射電圧も高くすることができます。 最大反射電圧は 150V がより適切であり、より優れた全体的なパフォーマンスが得られます。 PI 社の TOP チップは、135V にクランプするために過渡電圧抑制ダイオードを使用することを推奨しています。 ただし、彼の評価ボードの反射電圧は一般的にこの値よりも低く、約 110V です。 どちらのタイプにも長所と短所があります。
最初のカテゴリ: 過電圧耐性が弱く、デューティ サイクルが小さく、変圧器の一次パルス電流が大きい。 利点: トランスの漏れインダクタンスが小さく、電磁放射が低く、リップル指数が高く、スイッチング管の損失が小さいため、変換効率は必ずしも 2 番目のタイプよりも低いわけではありません。
2つ目: デメリット スイッチング管の損失が大きく、トランスの漏れインダクタンスが大きく、リップルが悪化します。 利点: より強力な過電圧耐性、より大きなデューティ サイクル、より低いトランス損失、より高い効率。
